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粒子探测器读出电路数字滤波器设计 particle detector readout c

gecimao 发表于 2019-07-01 14:05 | 查看: | 回复:

  粒子探测器读出电路数字滤波器设计 particle detector readout circuits digital filter design.pdf

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  责任编辑:韩汝水 粒子探测器读出电路数字滤波器设计 Particle Detector Readout Circuits Digital Filter Design 陈新光 李翔宇 孙义和 清华大学微电子学研究所(北京 100084) 大的好处在于其能更灵活地综合成各 摘要 :本文介绍了用于数字谱仪系统的梯形滤波成形算法的结构设计,把 种最佳滤波器 从而达到最高的信躁 算法分解成四个小模块以降低设计难度,从所需要的运算资源、存储资源 比 得到更好的能量分辨率[2] 而这 以及是否会产生溢出或者是较大的截断误差等方面来考虑,为每个模块选 些滤波器有些是很难或者是不可能通 取合适的结构,还实现了延迟单元数可调的延迟模块的设计,以适应不同 过模拟电路实现的 的噪声环境,最终实现了滤波器的整体结构。 梯形滤波成形算法 是将输入的 关键字 :读出电路;梯形滤波成形算法;滤波器结构设计 阶跃信号或者指数衰减信号成形为梯 DOI: 10.3969/j.issn.1005-5517.2010.09.006 形脉冲输出 当只考虑电压噪声和电 流噪声时 且探测器电荷的收集时间 引言 子探测器读出电路是核电子学中很重 不为零时 已经证明 梯形滤波器是 要的一类电路系统 它读取来自核探 粒子探测系统是用于获取基本粒 测器的电荷信号 通过处理得到入射 最优滤波器[3] 并且适合用数字方法 子的能量或时间等信息的信号采集 粒子的能量 时间和位置信息[1] 实现[4] 本文给出了一种数字梯形滤 处理系统 广泛应用于高能物理 核 由于数字电路的发展 在上世纪 波器的优化的结构设计方法 物理 深空探测等辐射检测中 是粒 九十年代 人们基于数字信号处理技 子物理等基础学科研究的主要实验装 置 同时普遍存在于核医学 交通安 术提出了新的脉冲能谱分析技术和系 数字梯形滤波器的整体结构 统 基于数字信号处理的读出电路最 针对读出电路前置放大器输出为 保等应用核技术的生产生活领域 粒 指数衰减的情形 数字梯形滤波器的 原理如图1所示 它是将指数衰减的 输入信号转换为梯形脉冲 其传递函 数如下式所示 z −1 1−Bz −1 1−z −k 1−z −l G ( )( )( ) H z ( ) k 1−z −1 2 (1) 图1 梯形滤波器原理示意图 ( ) 其中τF 为输入指数信号的衰减时 间常数 B exp −t τ 为离散化参 ( ) s F 数 G 为梯形滤波器的增益 梯形的 上升沿宽度为k 上升沿与平顶宽度 之和为l 因此平顶宽度为l -k ts 为对 系统的采样周期 实际使用中 由 前放反馈回路RF -CF 的值或实验预先 确定 斜边长度k 由噪声特性确定 图2 数字梯形滤波器的整体结构图 2010.10 5729 万方数据 责任编辑:韩汝水 这样分解的目的是降低了系统 构 不仅需要的资源是不一样的 更 设计的复杂度 对整个滤波器采用一 重要的是 在数值精度有限的时候 种结构形式来实现是不可能的 而且 它们在性能上可能有很大的差异 这 需要的运算资源太多 很难找到最优 个也是为什么要结构设计的原因 的结构 所以一般采用简单的子模块 滤波器的结构有很多形式 例如 并联或者是级联的方法来实现复杂的 对于I I R滤波器 就有直接 Ⅰ型 直 滤波器的结构 多个子模块级联存在 接Ⅱ型以及他们的转置形式 而这些 一个级联顺序的问题 一般来说 要 形式又可以通过级联和并联组成更加 求出最佳配对和级联次序是很难的 复杂的结构 这些结构之间的差别在 图3 子模块的结构图,采用直接Ⅱ型 的转置形式 但是可以通过遵循一些简单的规则就 于 几乎可以得到好的结果 这些规则主 1. 直接 Ⅰ型和直接Ⅱ型所需要的 所以必须根据不同的噪声环境调整斜 要是为了避免具有高的峰值增益的子 延迟单元数目为传递函数中分子和分 边长度k 而平顶宽度则取决于探测 系统 因为它们可能会引起溢出 并 母延迟单元数目之和 而它们的转置 器的电荷收集时间t C (前放输出上升时 [5] 且可能把量化噪声扩大[6] 在我们这 形式所需要的延迟单元数目为分子分 间) 母中延迟单元数目的最大者 所以直 个具体应用中H z 的输出是会产 很明显 可以将滤波器分解成四 1 ( ) 生溢出 但是经过分析这个溢出对运 接 Ⅰ型的转置形式和直接Ⅱ型的转置 个子模块 其传递函数可以表示为 H z 形式所需要的延迟单元较少 算结果没有影响 所以可以把 ( ) H z H z ×H z ×H z ×H z 1 ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) 1 2 3 4 安排在第一级 而为了避免剩下的积 2. 直接 Ⅰ型的转置形式和直接Ⅱ 其中 −1 型的极点实现在前面 直接 Ⅰ型和直 1−Bz 分单元产生溢出 把积分单元H z 4 ( ) H z ; 1 ( ) −1 1−z 安排在最后一级 其他两个的模块的 接Ⅱ型的转置形式的则相反 零点实 −k H z 1=−z ; 2 ( ) 结构一样 先后次序没什么影响 这 现在前面 实现一个极点相当于积分 −l 2 H z 1=−z ; 3 ( ) 样 确定了梯形滤波器各个子模块的 操作 输出有可能产生溢出 而零点 G z−1 H z ; 4 ( ) −1 k 1−z 次序 相当于微分操作 输出可能产生较大 对四个子模块单独 的截断误差 这样 他们的先后次序 设计 再级联就可以得 对系统性能影响很大 需要根据输入 到整个滤波器的整体结 信号的形式选择零极点的实现次序 构 最终的滤波器整体 对于 子模块 它有一个极 H z 1 ( ) 结构如图2 所示 下面 点和一个零点 输入信号是指数衰减 详细介绍各个模块的设 信号 如果先实现极点 那么就相当 计 于对输入的指数衰减信号积分 必然 会产生溢出 得到错误的结果 所以 只能采用先实现零点的方式 也就是 H z 1 ( )的结构设计 结构设计指 的是 选择直接 Ⅰ型或者是直接Ⅱ型的转置 将线性常系数差分方程 形式 考虑到减小延迟单元的个数 描述的系统用加法 乘 选择直接Ⅱ型的转置形式作为H z 1 ( ) 以系数和延迟等基本运 子模块的实现结构 得到其结构图如 算模块的互联所组成的 图3所示 结构来表示 不同的结 图4 延迟数可调的延迟模块的结构示意图 5830 2010.10 万方数据 责任编辑:韩汝水 输入数字滤波器 下方的波形即是经 延迟数可调的延迟模块设计 H z 过本文设计处理后输出梯形滤波结果 在子模块 ( )H z 中 都 2 3 ( ) 含有延迟数很大的延迟单元z −k z −l 再由DAC恢复出的模拟波形 为了适应不同的噪声环境 还需要 延迟数目k l 是可调的 其实现结构 结语 如图4所示 本文实现了数字谱仪系统中常用 如图4所示 延迟模块的核心是 图5 示波器采集的实验系统的输入输 的梯形滤波算法的结构设计 通过采 一个双口RAM 但是数据不是在寄存 出波形 用最佳滤波器结构以减小所需要的运 器中流动 而是通过改变写和读的地 算单元和延迟单元 并保证其在有限 销相对很少 此外 由于可以采用工 址来实现延迟的 它的实现原理可以 精度运算时性能不受到影响 通过采 艺厂商提供的双口RAM宏单元 相对 总结为以下几点 用延迟数可调的延迟单元模块 可以 于寄存器组实现方式 可以大幅度降 通过输入地址计数器控制依次 低芯片的面积和功耗 改变梯形滤波器上升时间和平顶时间 写入数据 的宽度 以适应不同的噪声环境 最 通过输出地址计数器控制依次 后通过FP GA 验证了数字梯形滤波器 H z 的实现结构 4 ( ) 读出数据 结构设计的正确性 H z 对于模块 4 ( )它包括了一个 延迟单元个数由异步复位时对 比例因子 积分器单元和一个延迟单 输入地址计数器和输出地址计数器赋 元 它的结构很简单 可以采用如 参考文献: [1]王经瑾,范天民,钱永康. 核电子学(上册)[M]. 北京:原子能出 初值的差异来确定 版社, 1985 H z [2]Simoes J B, Correia C. Pulse processing architectures. ( )同样的结构 即直接Ⅱ型的转 1 Nuclear Instruments & Methods in Physics Research Section 由于输出不能有不确定的值 置形式 这样可以把积分器和延迟单 a-Accelerators Spectrometers Detectors and Associated Equipment, 1999,422(1-3):405-410 所以在每一次复位之后 如果输出地 [3]Imperiale C. On nuclear spectrometry pulses digital 元放入同一个结构 可以减少一个延 shaping and processing. Measurement, 2001, 30:49-73 [4]Cisotti M, et al., Transversal filter approach of trapezoidal 址计数器所指向的存储单元的值不 pulse shaping for silicon live targets, Nucl. Instrum. Methods, 迟单元 另外可以调整滤波器增益G 1979, 159(1):235-242 [5]邓晓. 随机脉冲测量中数字滤波器性能与采样参数关系的研究 确定 就输出0 否则输出地址计数 [D]. 北京:清华大学工程物理系,2008 G 器所指向的存储单元的值 这个需要 的值使得比例因子 的值为2 -n 这 k 一个复位计数器来控制是输出0还是 样 可以通过数据转换的方法来实现 A D I 推 出 8 0 0 M 中的值 除法 例如 如果积分器的输出是20 MMAC/400MHz新Blackfin 这样 只需要在复位之前设定 系列产品 位 而通过数据转换只取其高14位作 D el ay Num 的值 就可以在复位的时 日 前 , A D I 公 司 宣 布 推 出 为滤波器的输出 那么就相当于除以 候对输入地址计数器和输出地址计数 64 了 这样就不需要除法器或者是乘 800MMAC/400MHz性能的Blackfin 器赋值来设定延迟单元的延迟数为 法器这样的运算单元来实现了 而且 系列产品ADSP-BF592,万片订量 D el auNum 而且 这样的实现方式 售价仅3美元/片。Blackfin BF592 这只是改变了滤波器的增益 对滤波 对于降低功耗也是是很有作用的 例 的动态功耗低至88 mW,采用小型 器的性能没有影响 如 对于一个延迟数是100 的延迟单 9 mm x 9 mm 64引脚LFCSP封装, 元 如果采用一般的实现方式 数据 充分满足工业、医疗、视频、音频 实验结果 在寄存器中流动 那么每个时钟触发 和通用市场的需求。BF592的目标 本文所介绍的数字梯形滤波器设 沿有100个寄存器需要读写 而采用 应用包括便携式医疗产品、音频设 计经过FP GA 验证 实现了正确的功 上面所用的方式 只需要对两个寄存 备、成像产品(例如基于CMOS传 能 图5是实际测量得到的输入输出 器指向的RAM单元读写就可以了 虽 感器的二维条码扫描仪等)以及智 波形图 图中上方波形是前级模拟放 然增加了一些外围控制电路 但是开 能电网应用中的智能计量产品。 大器的输出波形 它经过ADC量化后 2010.10 5931 万方数据

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